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引言
在开关电源设计中很重要的一项内容是过载保护功能的设计，尤其是在空间领域，由于其高可靠、高风险、不可维修性的特殊要求，使得空间用DC-Dc变换器要具备可靠的过载保护功能。
过载保护的功能是指在负载过载情况下能有效保护DC-DC变换器不致由于过热而损坏，即主要是控制功率MOSFET管的过载电流(输入电流)。由于用电负载不同，对过载保护功能要求也不同。如卫星控制系统要求过载后DC-DC变换器不能断电，因此采取限流保护：有效载荷系统要求可以在过载后Dc，Dc变换器断电，因此采取截流保护。又如集中供电的电源系统，由于多台设备公用一个电源，因此也要求由于其中一台设备过载后DC-DC变换器还能正常提供输出：而分散供电的电源系统则可以根据具体的配电要求设置过流保护方式等。
DC-Dc变换器由于和用电负载紧密结合在一起，因此引起过载的失效模式可能是内部原因，即DC-Dc变换器内部失效。也可能是外部原因，即用电负载的失效。
内部原因例如DC-Dc变换器输出整流二极管的短路、输出滤波电容的短路、输出滤波共模电感两个绕组之间的短路等。内部原因很简单，主要是用电负载的短路、CMOS电路的闩锁等。
本文提出了一种基于PWM的限流保护电路的设计方法，以及设计验证。电流环控制方式的过流保护
电流型控制是双环控制系统，由开关器件的峰值电流信号反馈的电流环(内环)和输出电压信号反馈的电压环(外环)构成。功率变换部分是由电流环控制的电流源，电压外环控制功率级的电流环。电流内环负责输出电感的动态变化，而电压外环只需控制输出电容。
电流型控制方式的PWM有多种，诸如UCl842(3、4、5)系列、UCl846、UCl825(电压型和电流型)等，都设计了基于电流环的过流保护功能。
以UCl842为例，其工作原理是功率开关管由振荡器起始导通，当峰值电感电流达到误差放大器输出建立的门限电平时终止，这样使得在逐周基础上反馈的误差信号控制峰值电感电流。即电流取样信号逐周与误差放大器的输出电平比较，产生驱动脉冲来控制功率开关管的导通时间，从而实现闭环输出。在过流状态下、由于峰值电感电流斜率比较大，使得逐周比较产生的驱动脉冲很窄，从而大大限制了功率开关管的导通时间，实现了限流保护，是一种峰值电流控制方式。其峰值电感电流受误差放大器输出电压的控制，其中：v为误差放大器的输出电压；艮电流检测电阻。
但笔者根据多年工程实际验证，仅仅依靠电流环控制方式的过流保护不能有效的限制输入电流，电路仿真和试验测试结果比较一致，下面给出基于PWM 1845的电流环过流保护的仿真结果。仿真电路见图1，结果见图2。可以看到过流后输入平均电流为0.65A。
用电流采样信号控制PWM误差放大器反向输入端的过流保护
为了有效实现过流后限制输入电流，设计了一种用电流采样信号控制PWM误差放大器反向输入端的过流保护电路，如图3所示。
电路基本工作原理如下：图3中的三极管V2接成射极跟随器形式，电流互感器采得的输出端的电流信号作为控制信号来控制V2。正常输出时，电流取样信号电压很低，使得射随器输出电压低于误差放大器反向输入端(反馈端)设定电平，图3所示的过流保护电路不影响Dc-DC变换器的正常输出特性。当输出过流时，电流取样信号电压增大，使得射随器输出电压高于误差放大器反向输入端设定电平，误差放大器输出电压ve降低，PWM的驱动信号变窄，使输出电压降低，输入电流最终稳定在某一个值上。仿真电路见图4，结果见图s。可以看到过流后输入平均电流为0.157A。
用电流采样信号控制PWM误差放大器输出端的过流保护
从上述电路可以看出，相较于直接利用PWM电流环的过流保护，输入电流有明显降低，但源端仍有0.157A的电流，主要原因是该控制方式是平均电流控制方式。过流控制信号是将输出电流取样并整流成直流信号，通过误差放大器输入端参与比较形成驱动脉冲。因此当过载时，经过数个周期积累周后形成的过流控制信号输入到误差放大器反向输入端，使得误差放大器输出为低电平，此时无驱动脉冲输出，电源输出降低；又经过数个周期后，由于电源输出降低，过流控制信号也降低，此时又产生驱动脉冲输出，使电源输出升高。如此周而复始，使电源间歇振荡输出，从图5中也可以看出，输入电流也是间歇振荡波形。
为了进一步优化过流保护方式，将图3所示的过流保护电路改进如下：将控制管v2的集电极接到误差放大器的输出端，射级接地。如图6所示。
电路基本工作原理如下：当DC－Dc变换器工作于正常闭环状态时，PWM误差放大器工作在线性放大区，其输出电平取决于输入误差信号电平和放大器的增益。图6中的三极管V2工作在截至区，图6所示的过流保护电路不影响正常DC-DC变换器的正常输出特性。
当DC-DC变换器工作于过流状态时，误差放大器工作在饱和区。由于误差放大器不是理想运放，因此输出电阻不为零，因此将其简化为一个含内阻的电压源。三极管v2工作在线性放大区，可以将其简化为受控可变电阻(Re)，因此图6可以简化为图7所示的原理图。当输出过流后，过流采样信号升高，导致I增大，使得V2的I增大，由于误差放大器内阻的存在，使误差放大器的输出电压V降低，这样就使PWM的驱动信号变窄，使输出电压降低，限制了输入电流。
仿真电略见图8，结果见图9。
在开关电源设计中很重要的一项内容是过载保护功能的设计，尤其是在空间领域，由于其高可靠、高风险、不可维修性的特殊要求，使得空间用DC-Dc变换器要具备可靠的过载保护功能。
过载保护的功能是指在负载过载情况下能有效保护DC-DC变换器不致由于过热而损坏，即主要是控制功率MOSFET管的过载电流(输入电流)。由于用电负载不同，对过载保护功能要求也不同。如卫星控制系统要求过载后DC-DC变换器不能断电，因此采取限流保护：有效载荷系统要求可以在过载后Dc，Dc变换器断电，因此采取截流保护。又如集中供电的电源系统，由于多台设备公用一个电源，因此也要求由于其中一台设备过载后DC-DC变换器还能正常提供输出：而分散供电的电源系统则可以根据具体的配电要求设置过流保护方式等。
DC-Dc变换器由于和用电负载紧密结合在一起，因此引起过载的失效模式可能是内部原因，即DC-Dc变换器内部失效。也可能是外部原因，即用电负载的失效。
内部原因例如DC-Dc变换器输出整流二极管的短路、输出滤波电容的短路、输出滤波共模电感两个绕组之间的短路等。内部原因很简单，主要是用电负载的短路、CMOS电路的闩锁等。
本文提出了一种基于PWM的限流保护电路的设计方法，以及设计验证。电流环控制方式的过流保护
电流型控制是双环控制系统，由开关器件的峰值电流信号反馈的电流环(内环)和输出电压信号反馈的电压环(外环)构成。功率变换部分是由电流环控制的电流源，电压外环控制功率级的电流环。电流内环负责输出电感的动态变化，而电压外环只需控制输出电容。
电流型控制方式的PWM有多种，诸如UCl842(3、4、5)系列、UCl846、UCl825(电压型和电流型)等，都设计了基于电流环的过流保护功能。
以UCl842为例，其工作原理是功率开关管由振荡器起始导通，当峰值电感电流达到误差放大器输出建立的门限电平时终止，这样使得在逐周基础上反馈的误差信号控制峰值电感电流。即电流取样信号逐周与误差放大器的输出电平比较，产生驱动脉冲来控制功率开关管的导通时间，从而实现闭环输出。在过流状态下、由于峰值电感电流斜率比较大，使得逐周比较产生的驱动脉冲很窄，从而大大限制了功率开关管的导通时间，实现了限流保护，是一种峰值电流控制方式。其峰值电感电流受误差放大器输出电压的控制，其中：v为误差放大器的输出电压；艮电流检测电阻。
但笔者根据多年工程实际验证，仅仅依靠电流环控制方式的过流保护不能有效的限制输入电流，电路仿真和试验测试结果比较一致，下面给出基于PWM 1845的电流环过流保护的仿真结果。仿真电路见图1，结果见图2。可以看到过流后输入平均电流为0.65A。
用电流采样信号控制PWM误差放大器反向输入端的过流保护
为了有效实现过流后限制输入电流，设计了一种用电流采样信号控制PWM误差放大器反向输入端的过流保护电路，如图3所示。
电路基本工作原理如下：图3中的三极管V2接成射极跟随器形式，电流互感器采得的输出端的电流信号作为控制信号来控制V2。正常输出时，电流取样信号电压很低，使得射随器输出电压低于误差放大器反向输入端(反馈端)设定电平，图3所示的过流保护电路不影响Dc-DC变换器的正常输出特性。当输出过流时，电流取样信号电压增大，使得射随器输出电压高于误差放大器反向输入端设定电平，误差放大器输出电压ve降低，PWM的驱动信号变窄，使输出电压降低，输入电流最终稳定在某一个值上。仿真电路见图4，结果见图s。可以看到过流后输入平均电流为0.157A。
用电流采样信号控制PWM误差放大器输出端的过流保护
从上述电路可以看出，相较于直接利用PWM电流环的过流保护，输入电流有明显降低，但源端仍有0.157A的电流，主要原因是该控制方式是平均电流控制方式。过流控制信号是将输出电流取样并整流成直流信号，通过误差放大器输入端参与比较形成驱动脉冲。因此当过载时，经过数个周期积累周后形成的过流控制信号输入到误差放大器反向输入端，使得误差放大器输出为低电平，此时无驱动脉冲输出，电源输出降低；又经过数个周期后，由于电源输出降低，过流控制信号也降低，此时又产生驱动脉冲输出，使电源输出升高。如此周而复始，使电源间歇振荡输出，从图5中也可以看出，输入电流也是间歇振荡波形。
为了进一步优化过流保护方式，将图3所示的过流保护电路改进如下：将控制管v2的集电极接到误差放大器的输出端，射级接地。如图6所示。
电路基本工作原理如下：当DC－Dc变换器工作于正常闭环状态时，PWM误差放大器工作在线性放大区，其输出电平取决于输入误差信号电平和放大器的增益。图6中的三极管V2工作在截至区，图6所示的过流保护电路不影响正常DC-DC变换器的正常输出特性。
当DC-DC变换器工作于过流状态时，误差放大器工作在饱和区。由于误差放大器不是理想运放，因此输出电阻不为零，因此将其简化为一个含内阻的电压源。三极管v2工作在线性放大区，可以将其简化为受控可变电阻(Re)，因此图6可以简化为图7所示的原理图。当输出过流后，过流采样信号升高，导致I增大，使得V2的I增大，由于误差放大器内阻的存在，使误差放大器的输出电压V降低，这样就使PWM的驱动信号变窄，使输出电压降低，限制了输入电流。
仿真电略见图8，结果见图9。