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摘 要： 基于0.5µm SiGe HBT工艺，利用安捷伦公司的ADS仿真软件，设计一款应用于GNSS接收机射频前端的Gilbert混频器芯片。设计的混频器将开关管级差分对管的输出端用连接线接到片外电感，与片内的电容组成带通滤波器作为混频器的负载，实现增益的可调，并获得较高的谐波抑制能力和较低的功耗（18mW），输出中频频谱很好。混频器的NF为4.6dB，增益为10dB。
关键词： SiGe HBT；混频器；谐波抑制
中图分类号：TN773 文献标识码：A 文章编号：1671－7597（2012）0220058－01
1 抑制谐波可变增益混频器电路
为了能够获得较小的功耗和较高的谐波抑制能力，我们把一般Gilbert结构混频器的负载改为一个电容和两个电感构成的低通滤波器，如图1所示，其中L5、L6为片外电感，由于集成电感受其自身金属线引入的损耗、衬底损耗、寄生电容等因素的影响，它不可能做到足够高的Q值，所以我们使用无源电感，而且电感值较大。滤波的作用使谐波抑制达到了很好的效果，这就减轻了后一级滤波器的压力，有利于整个系统的噪声。
由于使用的是电感，它对高频信号能够充当负载，获得足够的增益，但却不消耗直流功率。该混频器的另一个重要特点是，可以通过控制片外电感来控制增益。这大大增强了接收芯片在应用时的灵活性[1，2]。比如，电路的噪声比较大的时候，我们没有办法改变其它电路部分的时候，可以增大电感，这样增益提高了，在混频器这级，噪声对系统的影响就不大了。因为我们知道，越靠前端的射频电路，它的噪声对系统的影响因为逐级放大的缘故会越来越大，如果此时能够增强它的增益，那就改善了输出信号的信噪比，减小了系统的整体噪声系数[3]。
2 混频器电路的仿真
我们这里设计的滤波器为一个带通滤波器，用来选择我们需要的有用中频信号（46MHz）。由于使用的是片外电感，所以L5和L6可变的范围很大。因为同样使用了射极反馈电感，所以我们同样进行了射频端口匹配设计。因为L5和L6不消耗直流电压，所以整个电路的偏置能够更合理地分配电压。还因为L5和L6要接到端口之外，两个引脚也可能对高频信号产生影响，所以我们在中频输出口对两个引脚进行了端口模拟等效，就是在输出端口和地之间串接一个52fF的电容和一个8欧姆的电阻。我们在这里选择了两个325nH的电感和一个10PF的片上电容，来组成带通滤波器，这两个电感的仿真模型有别于别的元器件，使用的是理想电感。在这个情况下仿真得到的增益和噪声系数结果如图2所示。
经过仿真计算，射频口的匹配网络各元件值为：L3=L4=7.11nH，采用片外电感实现，用理想电感仿真；C2=133fF，可片内实现，可用库模型进行仿真。
从图3可以看出来，带通滤波器对谐波的抑制很好，在300MHz的带宽范围内，谐波抑制比达到了几百dB，这对整个系统来说都是很有意义的。
3 总结
这个混频器的增益、噪声系数和线性度能够满足GNSS接收机射频前端的需要，实现了增益的可调，并获得了较高的谐波抑制能力，功耗只有18mW，符合设计的要求。
参考文献：
[1]李恩玲、苑永霞、褚蒙等，2.1GHz射频CMOS混频器设计，电子器件，2009，32（2）：338-346.
[2]翁寿松，SiGe HBT及其应用，电子元器件应用，2004，6（7）：44-46.
[3]王良坤、马成炎、叶甜春，低噪声和高增益CMOS下变频混频器设计，微电子学，2008，38（5）：674-678.
关键词： SiGe HBT；混频器；谐波抑制
中图分类号：TN773 文献标识码：A 文章编号：1671－7597（2012）0220058－01
1 抑制谐波可变增益混频器电路
为了能够获得较小的功耗和较高的谐波抑制能力，我们把一般Gilbert结构混频器的负载改为一个电容和两个电感构成的低通滤波器，如图1所示，其中L5、L6为片外电感，由于集成电感受其自身金属线引入的损耗、衬底损耗、寄生电容等因素的影响，它不可能做到足够高的Q值，所以我们使用无源电感，而且电感值较大。滤波的作用使谐波抑制达到了很好的效果，这就减轻了后一级滤波器的压力，有利于整个系统的噪声。
由于使用的是电感，它对高频信号能够充当负载，获得足够的增益，但却不消耗直流功率。该混频器的另一个重要特点是，可以通过控制片外电感来控制增益。这大大增强了接收芯片在应用时的灵活性[1，2]。比如，电路的噪声比较大的时候，我们没有办法改变其它电路部分的时候，可以增大电感，这样增益提高了，在混频器这级，噪声对系统的影响就不大了。因为我们知道，越靠前端的射频电路，它的噪声对系统的影响因为逐级放大的缘故会越来越大，如果此时能够增强它的增益，那就改善了输出信号的信噪比，减小了系统的整体噪声系数[3]。
2 混频器电路的仿真
我们这里设计的滤波器为一个带通滤波器，用来选择我们需要的有用中频信号（46MHz）。由于使用的是片外电感，所以L5和L6可变的范围很大。因为同样使用了射极反馈电感，所以我们同样进行了射频端口匹配设计。因为L5和L6不消耗直流电压，所以整个电路的偏置能够更合理地分配电压。还因为L5和L6要接到端口之外，两个引脚也可能对高频信号产生影响，所以我们在中频输出口对两个引脚进行了端口模拟等效，就是在输出端口和地之间串接一个52fF的电容和一个8欧姆的电阻。我们在这里选择了两个325nH的电感和一个10PF的片上电容，来组成带通滤波器，这两个电感的仿真模型有别于别的元器件，使用的是理想电感。在这个情况下仿真得到的增益和噪声系数结果如图2所示。
经过仿真计算，射频口的匹配网络各元件值为：L3=L4=7.11nH，采用片外电感实现，用理想电感仿真；C2=133fF，可片内实现，可用库模型进行仿真。
从图3可以看出来，带通滤波器对谐波的抑制很好，在300MHz的带宽范围内，谐波抑制比达到了几百dB，这对整个系统来说都是很有意义的。
3 总结
这个混频器的增益、噪声系数和线性度能够满足GNSS接收机射频前端的需要，实现了增益的可调，并获得了较高的谐波抑制能力，功耗只有18mW，符合设计的要求。
参考文献：
[1]李恩玲、苑永霞、褚蒙等，2.1GHz射频CMOS混频器设计，电子器件，2009，32（2）：338-346.
[2]翁寿松，SiGe HBT及其应用，电子元器件应用，2004，6（7）：44-46.
[3]王良坤、马成炎、叶甜春，低噪声和高增益CMOS下变频混频器设计，微电子学，2008，38（5）：674-678.